該參考設計顯示了如何開發(fā)一款適合工業(yè)過程控制和智能傳感器的高性能、高壓2-wire或3-wire 4–20mA電流環(huán)變送器。此外，還提供誤差分析測試數據、熱特征數據、原理圖以及分析軟件。

　　有關4–20mA變送器設計計算表（XLSX）現在可供下載。

　　引言

　　4–20mA電流環(huán)廣泛用作工業(yè)領域的模擬通信接口，可以方便地通過雙絞線將遠端傳感器數據傳送到控制中心的可編程邏輯控制器（PLC）。這種接口簡單、可實現數據的長距離可靠傳輸，具有良好的抗噪性，實施成本較低，非常適合長期的工業(yè)過程控制以及遠端自動監(jiān)測。

　　毫無疑問，工業(yè)發(fā)展和當今所有的電子應用一樣，需求強勁，要求精度更高、功耗更低，并在-40°C至+105°C擴展工業(yè)級溫度范圍內可靠工作，具備更高的安全性和系統(tǒng)保護，還要求支持高速可尋址遠端傳感器（HART）協議?？偠灾@些要求使得當今的4–20mA電流環(huán)設計頗具挑戰(zhàn)性。

　　本文介紹了如何開發(fā)4–20mA電流環(huán)變送并進行性能分析，以及如何選擇滿足嚴苛工業(yè)要求的元器件。提供誤差分析測試數據、熱特征數據、原理圖以及分析軟件。

　　工作原理及關鍵設計參數

　　我們首先從參考設計入手，圖1所示為高性能、低功耗、4–20mA電流環(huán)變送器的方框圖，該設計大幅減少了元件數量，具有性價比。

　　圖1. 4–20mA環(huán)路供電變送器參考設計，由MAX5216 16位DAC （U1）、MAX9620運算放大器（U2）、MAX6133電壓基準（U3）和MAX15007 LDO （U4）組成。

　　該參考設計采用低功耗、高性能元件，25°C時精度優(yōu)于0.01%；整個溫度范圍內，精度優(yōu)于0.05%，支持工業(yè)上嚴格的4–20mA電流環(huán)要求。該設計采用了MAX5216，低功耗16位DAC （U1）；MAX9620，零失調、滿擺幅輸入輸出（RRIO）、高性能運算放大器（U2）；MAX6133，電壓基準（U3）；以及MAX15007，40V低靜態(tài)電流LDO （U4）。

　　U3電壓基準為U1提供低噪聲、5ppm/°C （值）低溫漂和高的2.500V電壓。智能傳感器微控制器通過3線SPI總線向U1發(fā)送命令。U1輸出經過分壓并被Q1功率MOSFET、10Ω （±0.1%）檢流電阻（RSENSE）以及U2轉換為環(huán)路電流。U1、U2和U3器件由U4供電，后者由環(huán)路直接供電。Q2、BJT晶體管和檢測電阻（R6）構成限流電路，將環(huán)路電流限制在大約30mA，防止失控條件以及損壞PLC側的ADC。肖特基二極管（D1）保護變送器不受反向電流損害。

　　性能分析

　　參考設計工作于低功耗，所選元件的耗流在+25°C時小于200μA；在-40°C至+105°C溫度范圍內小于300μA。U2運算放大器在時間和整個溫度范圍的輸入失調電壓為25μV （值），理想用于高精度、高可靠性系統(tǒng)。10Ω檢流電阻允許使用較低的環(huán)路供電電壓；小電阻耗散功率較低，允許使用小封裝，從而進一步減小變送器尺寸。例如，如果只有10Ω RSENSE和10Ω負載，其上壓降在30mA時為600mV。U4 LDO在提供3.3V輸出時只需連接4V電源電壓即可正常工作，小環(huán)路電壓可低至5V。但是，如果PLC負載為250Ω，那么小環(huán)路電源電壓必須為 4V + 30mA × （10 + 250）Ω = 11.8V。

　　注意，為了更地估算小環(huán)路供電電壓，還必須考慮環(huán)路電源內阻。

　　測試期間，輸出在10Ω時呈現出一定的噪聲。增大RSENSE電阻值將增大功耗和小環(huán)路供電電壓，但也降低了環(huán)路噪聲。這種綜合平衡可由用戶控制。

　　U2運算放大器跟蹤R2和RSENSE上的壓降，在其兩個輸入節(jié)點維持0V。該電路滿足以下關系式：

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　　式中IOUT為環(huán)路電流 I（R2）為通過R2的電流。 I（R1）為通過R1的電流。 I（R3）為通過R3的電流。式2中，我們假設U2的IN+和IN-輸入電流為0。按照式1和式2，4mA初始環(huán)路電流由I（R3）電流設置，而I（R1）為0。所以：

（式3）

　　通過R3的電流等于U3電壓基準輸出除以R3。式3可重寫為：

　　（式4）

　　根據有關通過4–20mA電流環(huán)路發(fā)送故障信息的Namur NE43建議，測量信息的信號范圍為3.8mA至20.5mA，允許過程讀數發(fā)生略微的線性超量程。有些情況下，當定義了附加故障條件時，甚至會需要更大的動態(tài)范圍，比如3.2mA至24mA。因此，選擇R2 = 24.9kΩ，IOUT_INIT = 3.2mA，從式4求解R3，得到：

　（式5）

　　1.945MΩ電阻成本較高，更重要的是，不太適合自動化生產，也不利于現場校準。因此，更好的方法是采用標準的1%容限電阻，通過校準確保U1 DAC的4mA失調電流和20mA滿幅電流精度。這種情況下，需要校準部分數字編碼，以確保要求的精度。所以，I（R1） = VDAC/R1，其中VDAC為U1 DAC輸出電壓。上式重寫為：

　（式6）

　　及

　?。ㄊ?）

　　，式1可重寫為：

　　（式8）